1.   引言

相比常见的微带和振子天线^[1,2]，波导缝隙阵天线兼具高增益、高效率、低损耗、易散热、功率容量大、恶劣环境下适应能力强等优点。结合使用T/R组件，能够实现1维笔形波束相控扫描，因此在微波毫米波频段广泛应用于各种载荷SAR和通信系统中^[3-6]。

为克服云、雨的干扰，消除因电离层法拉第旋转效应引起的极化畸变影响，同时具备一定的波束捷变能力，星载通信系统和雷达往往要求天线具有圆极化宽角相控扫描工作的能力。目前，公开报道的圆极化宽角扫描波导缝隙阵天线文献较少。文献[7-9]报道了几种加载偶极子和微带阵列的固定波束圆极化波导缝隙阵天线，介质材料的使用增加了天线的损耗，降低了天线在恶劣环境下的适应能力。文献[10-13]介绍了几种基于双缝隙和四缝隙的固定波束圆极化波导缝隙阵天线，由于缝隙尺寸大难以用于宽角扫描。文献[14]基于双缝辐射的频扫圆极化间隙波导缝隙阵天线扫描角范围仅±15°。文献[15]介绍了一种加载寄生振子的波导缝隙相控阵天线，应用于美国“信使”水星探测，该天线在8.5 GHz±50 MHz频段能够实现±45°圆极化宽角笔形波束扫描，但该天线结构较为复杂，扫描角范围仅90°。文献[16]提出了一种可加载在波导缝隙阵天线的四脊波导圆极化器，但该圆极化器尺寸大，难以应用于宽角相控扫描天线。

本文提出了一种新型小尺寸、低剖面、“f”字型波导缝隙圆极化器，剖面高度仅1/6自由空间波长，可加载在线极化脊波导缝隙线阵上实现天线圆极化工作。采用设计的线阵天线作为阵元，结合使用Ka频段16路T组件、Ka功分网络、电源和波控器，设计、加工并装配完成了16阵元Ka频段圆极化脊波导缝隙1维相控阵天线，可实现1维±60°宽角圆极化扫描，从而解决了在空间应用中对Ka频段轻质、高效率、圆极化、宽角扫描相控阵天线的需求。本文重点介绍圆极化波导缝隙阵天线的设计与实现，关于相控阵天线内部的Ka频段16路T组件、Ka功分网络、电源和波控器的设计不在文中详述。

2.   波导缝隙圆极化器的设计与分析

如图1(a)所示，“f”字型波导缝隙右旋圆极化器由“f”字型缝隙和波导耦合腔构成。其中，“f”字型缝隙由“一”字型缝隙和倒“Z”字型缝隙正交构成。如图1(b)所示，当“f”字型缝隙翻转后，该圆极化器可实现左旋圆极化。为便于用作波导缝隙线阵天线的圆极化器，“f”字型圆极化器采用如图1(b)所示横向缝隙进行馈电，馈电缝隙与“一”字型缝隙的夹角为45°。为便于机械加工，所有缝隙的两端和波导耦合腔的四角均进行倒圆角处理。

图 1  “f”字型波导缝隙圆极化器波导空腔示意图

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如图1所示，该圆极化器的主要参数包括波导耦合腔的长度couple_L、宽度couple_W和高度couple_H，“一”字型缝隙的长度pslot-L，倒“Z”字型缝隙的主枝节长度zslot-mL和分枝节长度zslot-sL，两种缝隙的宽度slot-W。当圆极化器工作在Ka频段时，为减轻重量，两种缝隙和波导耦合腔的厚度即couple_H和fsolt_H均设计为λ₀/12，因此“f”字型圆极化器的总厚度仅为λ₀/6，其中λ₀为圆极化器工作中心频率下对应的自由空间波长。

对于如图1(a)所示缝隙馈电“f”字型波导圆极化器的辐射电场，可等效为如图2所示两个馈电缝隙分别采用等幅同相的X极化和Y 极化电场进行馈电所获取的辐射电场矢量叠加。采用商业电磁仿真软件ANSYS HFSS分别对图2所示两种极化电场馈电的“f”字型圆极化器进行仿真，得到如图2(a)和图2(b)所示口面电场分布，同时可以得到如图2(c)和图2(d)所示R=200 mm处远场X极化和Y 极化辐射电场的幅度方向图，如图2(e)所示两种主极化辐射电场的相位方向图。从图2中可知，X(或Y )极化电场馈电“f”字型圆极化器时，主辐射电场也呈现出相同极化；且X极化电场馈电获取的X极化辐射电场与Y 极化电场馈电获取的Y 极化辐射电场相位差90°，即“f”字型圆极化器对两种正交极化馈电呈现出不同的等效传播常数，从而实现圆极化辐射。

图 2  “f”字型波导缝隙圆极化器等效馈电时获取的电场分布及远场方向图

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由于“f”字型圆极化器结构复杂，难以给出等效传播常数的解析表达式以指导设计。因此，采用仿真软件HFSS对影响轴比的主要参数couple_L, couple_W, pslot-L, zslot-mL和zslot-sL进行了仿真和优化，仿真时缝隙宽度slot-W值设为0.67λ₀。考虑到波导耦合腔的长度couple_L和宽度couple_W对圆极化器轴比的影响较小，本文不再详细给出轴比随两种参数的变化曲线。图3(a)—图3(c)分别给出了该圆极化器3 dB轴比带宽随参数pslot-L, zslot-mL和zslot-sL的变化曲线。图3中可见，3种参数对轴比值的影响均较大；相比受zslot-mL值的影响，轴比对pslot-L和zslot-sL参数的变化更敏感；从图3中可知，新型“f”字型圆极化的3 dB轴比带宽约为2.4%。

图 3  “f”字型波导圆极化器轴比仿真曲线

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3.   圆极化波导缝隙线阵阵元设计

为实现相控阵天线沿Y轴1维±60°宽角扫描，阵元采用如图4(a)所示线极化脊波导宽边纵向缝隙驻波线阵加载圆极化器的天线形式。为避免出现栅瓣，线阵阵元之间的间隔应满足${d_x} \le {\lambda _{\min }}/(1 +$$\sin {\theta _{\max }})$的要求，式中${\lambda _{\min }}$为相控阵天线的最小工作波长，${\theta _{\max }}$为天线最大波束扫描角度。由于天线窄频带工作，${d_x}$可选取为0.5λ₀。考虑到金属壁的厚度，脊波导的宽边尺寸设计为0.42λ₀。参考文献[17]，为提高波导缝隙天线口面效率，在波导纵向辐射缝隙上加载矩形辐射腔，腔体的长度和宽度分别为cav_L和cav_W。为降低剖面高度，辐射腔的厚度cav_d设计为0.83λ₀。相邻矩形辐射腔的间距dis_cav等于纵向缝隙间距，即脊波导半个波导波长λ_g /2。综合考虑脊波导宽边纵向缝隙天线的口面效率和结构限制，cav_W值设计为0.42λ₀, cav_L值设计为0.64λ₀, dis_cav值设计为0.72λ₀。为实现上述线极化线阵阵元圆极化工作，如图4(b)所示，在每一对纵向缝隙和辐射腔之间加载2.1节所述“f”字型波导圆极化器，其中纵向缝隙作为圆极化器的馈电缝隙。

图 4  脊波导宽边纵向缝隙驻波线阵天线空腔示意图

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对于波导缝隙驻波线阵天线，纵向缝隙的数量越多，天线的阻抗和轴比带宽越窄。为实现高增益工作，线阵天线采用脊波导一分四功分级联网络进行馈电，并通过中心馈电的方式增大天线带宽，以降低波导缝隙天线Ka频段工作时对加工精度的要求。为降低功分网络的剖面高度，相邻层的脊波导采用文献[18]所述“Z”字型缝隙耦合馈电。图5所示为HFSS仿真获得的功分网络S参数仿真曲线，其中端口1为输入端口，端口2～5为4个输出端口。图5中可见，设计的功分网络带内反射系数小于–20 dB，且实现了4个端口的等功率分配。图6所示为圆极化脊波导宽边纵向缝隙驻波线阵天线在HFSS软件中的仿真模型，图6中线阵天线共计有64个圆极化波导辐射腔。为展示设计的Ka频段圆极化波导缝隙线阵天线性能，采用先分层机械加工再真空焊接的工艺完成了16根铝合金线阵天线的加工，加工完成的线阵天线剖面高度仅1.46λ₀，实物照片如图7所示。图7中可见，沿X轴方向共计有16根圆极化脊波导缝隙线阵天线，由于两根线阵天线之间的间距为0.5λ₀，因此天线辐射口面宽度为8λ₀。考虑到每根线阵天线均包括64个间距为0.72λ₀的圆极化波导辐射腔，故天线辐射口面长度为46.08λ₀。

图 5  脊波导功分网络S参数仿真曲线

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图 6  线阵天线HFSS仿真模型

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图 7  Ka波段圆极化波导缝隙线阵天线实物照片

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采用Keysight矢量网络分析仪N5224A对单根线阵天线阵元的驻波比进行测试，实测和仿真驻波比曲线如图8所示，图8中可见工作频段内仿真和实测驻波比均小于2，且实测值与仿真值一致性较好。由于Ka波段圆极化波导缝隙驻波线阵天线阵元沿X轴方向宽度仅0.5λ₀，沿Y 轴方向长度为46.08λ₀，因此该线阵阵元具有沿$\varphi$=0°切面宽波束辐射，沿$\varphi$=90°切面窄波束辐射的特性。为进行波束性能验证，图9分别给出了采用HFSS仿真软件和远场暗室测试得到的单根线阵天线在工作频点f₀处的归一化增益和轴比方向图。从图9中可知，仿真轴比值为2.3 dB，实测轴比值为2.7 dB，两者的一致性较好；仿真得到的$\varphi$=0°切面3 dB波束宽度为85.4°，实测值为101.4°且实测曲线出现了上下起伏的波纹，这主要是由宽波束方向邻近阵元的互耦效应引起的；$\varphi$=90°切面实测归一化增益曲线与仿真结果吻合得较好，仿真与实测副瓣电平值分别–13.4 dB和–12.9 dB, 3 dB波束宽度均为1.2°。

图 8  圆极化波导缝隙线阵仿真和实测驻波比

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图 9  圆极化波导缝隙线阵天线归一化增益和轴比仿真与测试曲线

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4.   Ka波导缝隙相控阵天线仿真和实测结果

为实现1维相控扫描，采用加工的16根波导缝隙线阵作为辐射阵面，将研制完成的Ka频段16路T组件、Ka功分网络、电源和波控器装配在辐射阵面背部，从而构成1维圆极化脊波导缝隙相控阵天线，该相控阵天线可沿图7所示$\varphi$=0°切面进行空间窄波束合成，并通过控制T组件输出相位实现沿$\varphi$=0°切面1维相控扫描。为获取相控波束扫描特性，采用HFSS仿真软件对该相控阵天线进行全阵列建模仿真，得到如图10所示不同扫描角度时的增益曲线和如表1所示不同扫描角度时的轴比值。如图11所示，采用基于Keysight矢量网络分析仪5224A构建的平面近场暗室对研制完成的圆极化脊波导缝隙相控阵天线进行测试，可得到如图10和表1所示不同扫描角度时的增益曲线和轴比值。从图10可知，研制完成的16阵元Ka频段圆极化脊波导缝隙相控阵天线可实现1维±60°宽角扫描；在扫描角范围内，实测增益和仿真值吻合得较好；0°扫描角时，实测增益值为35.9 dB, ±60°扫描角实测增益分别为31.9 dB和31.6 dB，相比0°扫描角增益下降仅4.3 dB。根据口面天线增益计算公式${\rm{Gain = }}$$10\lg(4\pi \eta LW/\lambda _0^2)$，式中$\eta$为天线辐射效率，L=46.08λ₀, W=8λ₀分别为天线辐射口面长度和宽度，计算可得0°扫描角时该相控阵天线的辐射效率$\eta$接近85%。

图 10  相控阵天线f₀频点处的仿真与实测增益曲线

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表 1  圆极化波导缝隙相控阵天线f₀频点处的仿真与实测轴比值

扫描角度(°)	–60	–45	–30	–15	0	15	30	45	60
仿真轴比(dB)	1.5	2.6	3.2	3.4	3.0	3.4	3.2	2.6	1.5
实测轴比(dB)	3.5	3.7	4.0	4.1	3.8	4.1	4.0	3.7	3.5

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图 11  相控阵天线在平面近场暗室中的测试照片

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从表1可知，在扫描角范围内仿真轴比值均小于3.4 dB，实测轴比值均小于4.1 dB。相比仿真值，所有扫描角度下的实测轴比均有所恶化，主要原因是波导缝隙圆极化器的加工误差。从图3可知，“f”字型波导圆极化器带宽较窄，且对参数pslot-L和zslot-sL敏感，特别是在Ka频段对加工误差更加敏感。此外，轴比的恶化还与线阵阵元之间的互耦有关，互耦产生的表面波效应一定程度上导致轴比的恶化。

5.   结论

本文提出了一种新型低剖面、“f”字型波导缝隙圆极化器，剖面高度仅1/6工作波长，宽度约2/5工作波长。采用该圆极化器结合脊波导驻波缝隙线阵天线，设计、仿真、加工并实现了一种实测性能指标优异的Ka波段圆极化宽角扫描相控阵天线，能够实现1维±60°宽角相控扫描。在扫描角范围内，相控阵天线的轴比均小于4.1 dB，增益下降小于4.3 dB。在0°扫描角工作时，相控阵天线实测增益为35.9 dBi，辐射效率接近85%。当结合使用1维伺服机构时，通过1维波束机械扫描叠加1维波束相控扫描的方式，本相控阵天线可实现2维波束宽角扫描。相比传统双伺服驱动的2维波束扫描反射面天线，不仅能够节省1维伺服机构，还具有更加灵活的波束扫描工作模式；相比2维宽角扫描相控阵天线，能够大量减少T/R组件的数量，降低天线的成本和复杂度。此外，全金属结构的圆极化宽角扫描波导缝隙相控阵天线还具有恶劣环境适应能力强的优点，在星载通信和雷达系统中具有重要的应用价值。