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镜像抑制双输出信道化接收系统
| Citation: | CHEN Bo, FAN Yangyu, WANG Wuying, GAO Yongsheng. A Microwave Photonic Channelizer Based on Dual-output Image-reject Mixer[J]. Journal of Electronics & Information Technology, 2022, 44(3): 1067-1074. doi: 10.11999/JEIT210035
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随着宽带通信、雷达以及电子战等领域的快速发展，对可接收射频(Radio Frequency, RF)信号的带宽需求不断提高，同时也在朝多通道多功能以及分布式协同等方向发展[1-3]，例如美国国防高级研究计划局(Defense Advanced Research Projects Agency, DARPA)对军用接收机提出了工作带宽大于50 GHz，瞬时带宽大于5 GHz，动态范围大于60 dB的技术指标要求[4]。传统的微波接收机受固有的电子瓶颈限制，难以克服诸如带宽受限、传输损耗大、体积重量大、抗电磁干扰能力弱等缺点[5,6]。微波光子信道化接收机将接收到的宽带RF信号调制到光域进行传输和处理，有效解决了上述电域中面临的难题，同时利用光谱范围广的优势将调制后得到的光信号进行频谱分割，划分为多个子信道同时接收，可满足超宽带、多通道、多功能等接收需求[7]，是目前研究的热点之一。但由于微波光子技术将电信号转化为光信号进行传输和处理，转换损耗大的同时也引入了有源噪声，导致系统的动态范围通常较小[7,8]，且用于多通道接收的子信道数量往往受光频梳梳齿数量限制，而梳齿数量多、高平坦度和高外带抑制比的理想光频梳生成较难。
2014年东南大学提出了利用光频梳配合法布里-珀罗(Fabry-Perot)光滤波器的信道化方案[9]，该方案的每一个子信道均需要用到一个FP腔光滤波器，且对FP腔光滤波器的Q因子和稳定度要求较高，因此导致系统体积较大且可调谐性差。2017年北京邮电大学提出了基于啁啾脉冲的信道化方案，该方案利用光延时模块实现了5个子信道的同时接收[10]，但未进行完整的实验验证。2019年南京航空航天大学提出了基于双光梳的镜像抑制下变频的信道化方案[11]，该方案有效抑制了镜像频率干扰，但受光频梳梳齿数限制，子信道数目较少。2018年澳大利亚斯威本科技大学提出了利用双微环谐振器(Optical Micro-ring Resonators, MRR)的信道化方案[12]，其中一个MRR用于调制光频梳，另一个MRR用于光滤波，但该方案没有抑制2阶交调失真(the second order InterModulation Distortion, IMD2)和镜像频率干扰。此外还有部分关于镜像抑制[13-15]，I/Q下变频方案的报道[16,17]。
本文提出了一种基于声光移频器(Acousto-Optic Frequency Shifter, AOFS)对光本振移频的镜像抑制双输出的信道化方案，方案中利用光耦合器(Optical Coupler, OC)将上路的信号路和下路的本振路各分3路，不需要使用任何光频梳，利用两个AOFS分别左右移频后配合3个镜像抑制混频器就能实现6个子信道的同时接收，不仅混频器的数量减少1/2，还能有效抑制镜像干扰和2阶交调失真的影响，系统动态范围可达到106.7 dB·Hz2 / 3。
微波光子信道化接收机的系统结构如图1所示，激光器(Laser Diode, LD)发出的连续光波被光耦合器按等功率分为上下两路，光载波可表示为
| $$ \begin{split} {E_{{{\rm{RF}}}}}(t) \approx & 2{E_0}\exp \left( {{{\rm{j}}2\pi }{f_{\text{c}}}t} \right){J_1}({m_1})\\ & \cdot\left[ {\exp ({{\rm{j}}2\pi }{f_{{{\rm{RF}}}}}t) - \exp ( - {{\rm{j}}2\pi }{f_{{{\rm{RF}}}}}t)} \right] \end{split} $$ | (1) |
其中，
| $$ {E_{{\text{ + 1st}}}}{(t)_{}} \approx 2{E_0}\exp \left( {{{\rm{j}}2\pi }{f_{\text{c}}}t} \right){J_1}({m_1})\exp ({{\rm{j}}2\pi }{f_{{{\rm{RF}}}}}t) $$ | (2) |
滤出的正1阶光边带经掺铒光纤放大器(Erbium Doped Fiber application Amplifier, EDFA)放大后再次利用光耦合器等功分为3路分别送入3个镜像抑制混频器。
下路的光载波进入一个平行双马增调制器(Dual-Parallel Mach - Zehnder Modulator, DPMZM)并对一个本振(Local Oscillator, LO)信号实现载波抑制单边带调制(Carrier Suppressed Double Single Band, CS-SSB)，LO信号可表示为
| $$ {E_{{{\rm{LO}}}}}{(t)_{}} = 2{E_0}\exp \left( {{{\rm{j}}2\pi }{f_{\text{c}}}t} \right){J_1}({m_2})\exp ({{\rm{j}}2\pi }{f_{{{\rm{LO}}}}}t) $$ | (3) |
其中，
本方案与当前大部分信道化方案不同之处在于不需要利用任何光频梳。通常情况下若要实现6个子信道的同时接收则需要用到6线光频梳作为本振光梳，首先，本振光频梳需要利用强度调制器(Intensity Modulator, IM)配合OBPF将调制生成的正1阶光边带滤出从而实现进行移频。其次，虽然目前光频梳的生成方法较多，但适用于信道化的光频梳生成方法主要包括基于微环谐振器和应用最为广泛的基于外电光调制法，目前所看到的基于外电光调制法的光频梳生成方案也可生成十几线光梳，但通常是采用电光调制器级联的方式实现，结构较为复杂且受调制器所加的直流偏压影响导致工作稳定性较差，基于单电光调制器生成的光频梳通常梳齿较少，虽然也能实现5线、7线甚至9线光梳生成但电光调制器的工作点通常是非特殊工作点，而目前商用的非特殊工作点的偏压控制器极少，且随着梳齿数量的增加对调制系数和射频功率都要求较高，不易于实现。电光调制器的过多使用还会导致信道化系统的动态范围严重受限。本方案仅需要对功分后3个本振路其中的两路利用声光移频器(AOFS)进行相应的移频就可同时实现6个信道的镜像抑制下变频。与当前具有代表性的方案相比[12,14]，混频器的使用数量减少1/2，大大简化系统的复杂程度和体积质量。另外，由于无须使用光滤波器选择梳齿，因此系统的可重构性能得到了提升。
下面3个LO信号的中心频率可分别表示为
镜像抑制混频器由光正交混合器(OHC)、平衡探测器(BPD)、电正交混合器(EHC)、电滤波器(EBPF)组成，其结构如图2所示。
镜像抑制的数学推导过程如下：
假设a点输入的是调制到光域后的宽带RF信号，可表示为
| $$ \left. \begin{aligned} & {I_1}{\text{ = }}{E_{{\text{in}}}}(t)\exp \left( {{{\rm{j}}}{\omega _{\rm{RF}}}t} \right) + {E_{{\text{in}}}}(t)\exp \left( {{\rm j}{\omega _{\rm{LO}}}t} \right) \hfill \\ & {I_2}{\text{ = }}{E_{{\text{in}}}}(t)\exp \left( {{{\rm{j}}}{\omega _{\rm{RF}}}t} \right) - {E_{{\text{in}}}}(t)\exp \left( {{\rm j}{\omega _{\rm{LO}}}t} \right) \hfill \\ & {Q_1}{\text{ = }}{E_{{\text{in}}}}(t)\exp \left( {{{\rm{j}}}{\omega _{\rm{RF}}}t} \right) + {\rm{j}}{E_{{\text{in}}}}(t)\exp \left( {{\rm j}{\omega _{\rm{LO}}}t} \right) \hfill \\ & {Q_2}{\text{ = }}{E_{{\text{in}}}}(t)\exp \left( {{{\rm{j}}}{\omega _{\rm{RF}}}t} \right) - {\rm{j}}{E_{{\text{in}}}}(t)\exp \left( {{\rm j}{\omega _{\rm{LO}}}t} \right) \hfill \\ \end{aligned} \right\} $$ | (4) |
BPD后4路光电流可根据
| $$ \begin{split} {i_{{{\rm{I}}(t)}}} = 2\eta E_0^2{AB}\cos ({\omega _{\rm{RF}}} - {\omega _{\rm{LO}}})t \hfill \\ {i_{{{\rm{Q}}(t)}}} = 2\eta E_0^2{AB}\sin({\omega _{\rm{RF}}} - {\omega _{\rm{LO}}})t \end{split} $$ | (5) |
其中，A, B分别代表RF信号和LO信号电光调制时的第1类1阶贝塞尔函数，此时的I路和Q路信号仍存在有用信号和镜像信号的频谱混叠，这两个信号幅度相等频率是关于LO对称的，假设宽带RF信号中的有用信号表示为：
| $$ \left. \begin{aligned} {E_{\rm{u}}} = &\eta E_0^2{{AB}}\left[ {\cos {\omega _{\rm{IF}}}t + \sin \left( {{\omega _{\rm{IF}}} + 90^\circ } \right)t} \right] \\ =& \eta E_0^2{{AB}}\left[ {\cos {\omega _{\rm{IF}}} + \cos {\omega _{\rm{IF}}}} \right] \\ = &2\eta E_0^2{{AB}}\cos {\omega _{\rm{IF}}} \\ {E_{\rm{im}}} = &\eta E_0^2{{AB}}\left[ {\cos {\omega _{\rm{IF}}}t - \sin \left( {{\omega _{\rm{IF}}} + 90^\circ } \right)t} \right] \\ = &\eta E_0^2{{AB}}\left[ {\cos {\omega _{\rm{IF}}} - \cos {\omega _{\rm{IF}}}} \right] \\ =& 0 \end{aligned} \right\} $$ | (6) |
由式(6)可以看出镜像信号经过EHC后被消除了，从而实现了镜像抑制。
同理，在本方案中信号路输入的始终为式(2)表示的RF信号调制后的正1阶光边带，本振路输入的3个光本振可表示为
| $$ \left. \begin{aligned} {E_{{{\rm{LO}}1}}}(t) = & 2{E_0}\exp \left( {{{\rm{j}}2\pi }{f_{\text{c}}}t} \right){J_1}({m_{{{\rm{FS}}}}}){J_1}({m_2})\\ & \cdot\exp ({{\rm{j}}2\pi }{f_{{{\rm{LO}}}}}t{{ - }}\Delta f) \hfill \\ {E_{{{\rm{LO}}2}}}(t) = & 2{E_0}\exp \left( {{{\rm{j}}2\pi }{f_{\text{c}}}t} \right){J_1}({m_2})\exp ({{\rm{j}}2\pi }{f_{{{\rm{LO}}}}}t) \hfill \\ {E_{{{\rm{LO}}3}}}(t) =& 2{E_0}\exp \left( {{{\rm{j}}2\pi }{f_{\text{c}}}t} \right){J_1}({m_{{{\rm{FS}}}}}){J_1}({m_2})\\ & \cdot\exp ({{\rm{j}}2\pi }{f_{{{\rm{LO}}}}}t{\text{ + }}\Delta f) \end{aligned} \right\} $$ | (7) |
下面以经过AOFS1后左移频
| $$ \left. \begin{aligned} & {I_1}\left( t \right) \propto {{{R}}} {E_0}^2{J_1}({m_1}){J_2}({m_2})\\ & \cdot\cos \left\{ {2{\pi }\left[ {{f_{{\rm RF}}}\left( t \right) + {f_c}} \right]t - 2\pi \left( {{f_{{\rm LO}}} + \Delta f + {f_c}} \right)t} \right\}t \hfill \\ & {I_2}\left( t \right) \propto - {R} {E_0}^2{J_1}({m_1}){J_2}({m_2})\\ & \cdot\cos \left\{ {2{\pi }\left[ {{f_{{\rm RF}}}\left( t \right) + {f_c}} \right]t - 2\pi \left( {{f_{{\rm LO}}} + \Delta f + {f_c}} \right)t} \right\}t \hfill \\ & {Q_1}\left( t \right) \propto {{{R}}} {E_0}^2{J_1}({m_1}){J_2}({m_2})\\ & \cdot\sin \left\{ {2{\pi }\left[ {{f_{{\rm RF}}}\left( t \right) + {f_c}} \right]t - 2\pi \left( {{f_{{\rm LO}}} + \Delta f + {f_c}} \right)t} \right\}t \hfill \\ &{Q_2}\left( t \right) \propto - {{{R}}} {E_0}^2{J_1}({m_1}){J_2}({m_2})\\ & \cdot\sin \left\{ {2{\pi }\left[ {{f_{{\rm RF}}}\left( t \right) + {f_c}} \right]t - 2\pi \left( {{f_{{\rm LO}}} + \Delta f + {f_c}} \right)t} \right\}t \end{aligned} \right\} $$ | (8) |
BPD后输出的I/Q信号可表示为
| $$ \left. \begin{aligned} & I\left( t \right) \propto 2{{{R}}} {E_0}^2{J_1}({m_1}){J_2}({m_2})\\ &\cdot\cos \left\{ {2{\pi }\left[ {{f_{{{\rm{RF}}}}}\left( t \right) + {f_c}} \right]t - 2{\pi }\left( {{f_{\rm{LO}}} + \Delta f + {f_c}} \right)t} \right\}t \hfill \\ & Q\left( t \right) \propto 2{{{R}}} {E_0}^2{J_1}({m_1}){J_2}({m_2})\\ &\cdot\sin \left\{ {2{\pi }\left[ {{f_{{{\rm{RF}}}}}\left( t \right) + {f_c}} \right]t - 2{\pi }\left( {{f_{{{\rm{LO}}}}} + \Delta f + {f_c}} \right)t} \right\}t \end{aligned} \right\} $$ | (9) |
其中，R表示光电探测器的响应度，由式(9)可看出经BPD后I/Q两路信号的光电流强度增大1倍。
下变频过程中的频谱示意图如图3所示，其中的(a)-(h)对应图2中的工作点，(a)表示调制到光域后功分3路的宽带RF信号，可划分为编号1-6的6个频谱分量；(b)表示3个LO信号，其中两个LO信号通过两个AOFS分别进行了左右移频，其中心频率所对准的RF信号的频谱分量也不同；(c/d)表示下变频后的IF信号，由于3个LO信号中心频率对准的RF信号的频谱分量不同，下变频后部分中频范围内发生了频谱混叠，且不同的镜像抑制混频器下变频到同一中频范围时，混叠的频谱分量也不同；(e)-(h)表示的都是LO1所在的混频器镜像抑制后的频谱，(e)和(f)表示EHC两个端口输出的频谱，这两个输出口将对应信号的镜像抑制后输出；(g)和(h)为经过电滤波器后将中频范围为1～2 GHz的频谱分量滤出后的频谱图，对1信道而言频谱分量1是有用信号，频谱分量4是镜像信号，因此抑制掉分量4后输出频谱分量1，对4信道而言频谱分量4是有用信号，频谱分量1是镜像信号，因此抑制掉频谱分量1后输出频谱分量4，从而既实现了镜像抑制又实现了一个混频器的双输出。
同理LO2所属的镜像抑制混频器可输出频谱分量2和5，LO3所属的镜像抑制混频器可输出频谱分量3和6。3个镜像抑制混频器最终可将一个带宽为6GHz的宽带RF信号通过6个带宽为1 GHz的子信道利用频谱分割的方法实现完整接收。
激光器(RIO, 01075-0.2-004)产生的连续光波频率为193.515 THz，平均功率为20 dBm，线宽为2 kHz，通过OC1功分两路。上路的光载波进入MZM(SUMITOMO, T. MXH1.5-40)并被矢量信号源(Agilent, E8267C)产生的宽带RF信号调制，MZM工作在最小传输点(MITP)实现载波抑制双边带调制，其半波电压为3.5 V，插损为6 dB。由于实验条件限制，实验室现有的矢量信号源最大可生成40 MHz带宽的宽带矢量信号，无法直接生成一个20～26 GHz的宽带RF信号，为了证明本方案的可行性，在实验中选取了处在20～26 GHz范围内，中心频率不同，带宽分别为30 MHz和10 MHz的RF信号来验证处于该频谱范围内不同频率点宽带RF信号的同时接收能力，若该范围内的所有频率不同的RF信号均能被接收则证明该带宽为6 GHz的RF信号能够被完整接收和处理。调制后的光信号利用OBPF(Finisar 16000S)将带宽为30 MHz的正1阶光边带滤出，经EDFA(Keopsys，KPS-STD-BT-C-19-HG)放大后利用OC2功分3路送入OHC(Kylia COH24)。下路的光载波在DPMZM(FUJISTU FTM7962EP)中被LO信号调制，DPMZM的半波电压为3.5 V，插损为6 dB，LO信号由微波信号源(Agilent E8257D)生成。生成的正1阶光本振同样由EDFA放大后利用OC3功分3路，其中的两路分别用AOFS(IPF-1000-3FP)实现右移频1 GHz和左移频1 GHz。未移频的和左右分别移频1 GHz的3个光本振与功分后的3个信号路一一对应后分别进入相应的OHC进行混频。
为了抑制2阶交调失真(IMD2)，提高系统的无杂散动态范围(SFDR)，本方案采用了平衡探测技术。将一对中心频率为24.5 GHz和24.51 GHz且功率为0 dBm的双音信号与中心频率为23 GHz且功率为10 dBm的LO信号进行下变频，图4为有无平衡探测时的下变频频谱图，其中两个基波(Fundamental)的频率分别为1.5 GHz和1.51 GHz，3阶交调失真(IMD3)频率分别为1.49 GHz和1.52 GHz，2阶交调失真(IMD2)频率为10 MHz。由图4(a)可知未加平衡探测时，IMD2的功率为–29.1 dBm为主要失真，IMD3的频率虽然更靠近基波，但其功率相对较小，造成失真的影响有限。图4(b)为加了平衡探测以后的实验结果，此时IMD2的功率由之前–29.1 dBm降低至–78.3 dBm，被抑制了49.2 dBm，同时基波获得了4.4 dB的增益，由此可见平衡探测对本信道化接收系统性能的提升效果显著。
继续使用上述双音信号和LO信号测试系统的动态范围，射频输入功率的范围为–15～30 dBm，分别测量基波项，IMD2，IMD3和噪底的功率，结果如图5所示，图5(a)是未加平衡探测时的测量结果，此时的SFDR3虽然可达到101.8 dB·Hz2/3，但由于IMD2为主要失真，SFDR2只有72.3 dB·Hz1/2，拉低了系统整体的SFDR。加了平衡探测以后SFDR3提高到103.2 dB·Hz2/3，但最重要的是SFDR2达到96.1 dB·Hz1/2，提高了23.8 dB。
为了测试系统的镜像抑制效果，实验中将一个处在第1信道范围(20～21 GHz)，中心频率为20.5 GHz，带宽为30 MHz的宽带RF信号作为待接收的信号，另一个处在第4信道范围(23～24 GHz)，中心频率为23.5 GHz，带宽为10 MHz的宽带RF信号作为镜像信号，与经AOFS左移频1 GHz后中心频率为22 GHz的LO信号拍频后的结果如图6所示。
由图6(a)可知两个中心频率和带宽均不相同的宽带RF信号下变频到同一中频范围后会混叠在一起，严重影响下一步的信号解调，图6(b)可以看出采用镜像抑制混频后处在第4信道的镜像信号被明显抑制。经实验测试镜像抑制效果受EHC的幅度和相位变化影响较大，因此需要尽可能地保证EHC幅相平衡。
实验还对镜像抑制双输出特性进行了验证，当本振为22 GHz时，RF信号在20～21 GHz范围内为1信道，23～24 GHz范围内为4信道，1信道和4信道中的信号互为镜像。因此实验在进行1, 4信道镜像抑制测试时，采用双音信号作为RF信号，LO信号的频率为22 GHz功率为17 dBm。从1信道取5对中心频率分别为20 GHz, 20.2 GHz, 20.4 GHz, 20.6 GHz以及20.8 GHz频率差为10 MHz的双音信号作为1信号待接收的RF信号，从5信道取5对中心频率分别为23.2 GHz, 23.4 GHz, 23.6 GHz, 23.8 GHz以及24 GHz频率差为10 MHz的双音信号作为5信号待接收的RF信号，测试在同一个镜像抑制混频器中，1, 4互为镜像时两个输出口的电谱图，测得结果如图7所示，每个镜像抑制混频器有两个输出端口，图7(a)表示其中一个输出端口即1信道输出的频谱，此时有用信号是处于第1信道范围的RF信号，而处于第4信道范围的RF信号作为镜像信号被显著抑制。图7(b)表示另一个输出端口即4信道输出的频谱，此时有用信号是处于第4信道范围的RF信号，而处于第1信道范围的RF信号作为镜像信号被显著抑制。可以看出镜像抑制比大约在24 dB左右。
目前研究较多的基于双光梳的信道化接收机除了镜像干扰外，子信道之间还受信道串扰的影响，且以相邻信道的串扰最为严重。信道串扰主要是由滤波器未完全滤掉的残存光载波和光边带导致的。本方案采用的AOFS基于多普勒移频原理因此不会产生多余光边带，并且由于没有使用光频梳也无须通过WDM将相应的一对对梳齿滤出，因此在子信道的接收范围内不会产生串扰信号。
矢量信号源生成的矢量信号直接接矢量信号分析仪解调得到的星座图如图8(a)所示，EVM为2.4%，此时的星座图非常理想。经微波光子链路解调后的星座图和EVM如图8(b)所示，当RF的入射功率从–25 dBm增大到15 dBm时，EVM先是逐渐减小，特别是RF功率范围从–10～13 dBm时EVM的值均小于10%，最小值为4.7%，表明系统有较大的动态范围，随着RF功率的进一步增大，EVM也会相应增大，星座图也变差。
本文研究了一种镜像抑制双输出的微波光子信道化接收机，在系统的接收端就将宽带RF信号调制到光域进行传输和处理，利用6个带宽为1 GHz的平行子信道可实现6 GHz带宽的超宽带RF信号或者多个不同频点RF信号的实时接收。系统采用的镜像抑制混频器不仅可实现约24 dB的镜像抑制，还可实现一个混频器两路不同子信道输出的效果，有效简化系统复杂程度的同时也减小了质量和体积。采用的平衡探测方法不仅可以有效抑制IMD2，还能进一步提升系统的SFDR。最终通过实验证明了可对一个20～26 GHz的宽带RF信号的接收。
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